數(shù)字信號論文范文

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第1篇

全橋逆變器采用的是絕緣柵雙極晶體管，控制方式為有限雙極性控制[4]，如圖2所示。全橋逆變器的工作原理為：接通任一橋臂的兩個絕緣柵雙極晶體管，如IGBT1和IGBT3，接通時間ton，其值為DTs/2，（D為占空比，Ts為交替接通周期）。另一橋臂的晶體管IGBT2和IGBT4依次接通Ts/2。除IGBT1與IGBT4同時接通或IGBT2與IGBT3同時接通外，高頻變壓器的一次電壓和輸出電壓均為零。受負載電感的影響，負載處在一個交替接通周期內(nèi)可以形成穩(wěn)定的恒定電流。脈寬調(diào)制脈沖的寬度和負載的性質(zhì)共同決定了負載電流的大小。在晶體管IGBT2和IGBT4的脈寬調(diào)制波形設(shè)置一個死區(qū)時間，以防所有開關(guān)管同時接通而產(chǎn)生短路。輸出電流的調(diào)節(jié)通過IGBT1和IGBT3驅(qū)動信號的脈寬調(diào)節(jié)。

2數(shù)字脈寬調(diào)制

作為逆變電路的核心，輸入信號經(jīng)脈寬調(diào)制器與給定值比較后，轉(zhuǎn)變?yōu)榫哂幸欢ㄕ伎毡鹊拿}沖信號輸出并驅(qū)動電路，進而對整個逆變電源的輸出進行調(diào)整和控制。數(shù)字信號處理器中自帶有脈寬調(diào)制模塊，該模塊中具有8個I/O引腳，組成編號為PWM1H/PWM1L、PWM2H/PWM2L、PWM3H/PWM3L、PWM4H/PWM4L的4個高/低端引腳對，并分別由4個占空比發(fā)生器控制。I/O引腳對低端與高端的狀態(tài)在負載互補時恰好相反。脈寬調(diào)制模塊具有4種工作模式，能夠?qū)崿F(xiàn)有限雙極性控制。數(shù)字脈寬調(diào)制流程如圖3所示，其工作模式由脈寬調(diào)制時基控制寄存器設(shè)定。引腳對PWM1H/PWM1L設(shè)置為遞增/遞減模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT2和IGBT4；引腳對PWM2H/PWM2L設(shè)置為雙更新模式時，可以控制全橋逆變器中的晶體管IGBT1和IGBT3。無論何種工作模式，脈寬調(diào)制的定時周期均通過控制寄存器實現(xiàn)。IGBT2和IGBT4的占空比由占空比寄存器1設(shè)定，并在有限雙極性控制模式下設(shè)置為1；IGBT1和IGBT3的占空比由占空比寄存器2設(shè)定，并在有限雙極性控制模式下不斷更新，其更新數(shù)據(jù)由PI控制模塊根據(jù)反饋電流或電壓計算得到。脈寬調(diào)制時基控制寄存器的值在實時控制過程中不斷增加，并不斷與占空比寄存器的值進行比較，直至兩者相等時輸出脈寬調(diào)制信號，并通過設(shè)置置位比較控制寄存器將輸出信號分為低有效和高有效。通過設(shè)置脈寬調(diào)制模塊自帶死區(qū)時間發(fā)生器的控制位，可以為PWM1H/PWM1L的死區(qū)時間設(shè)置插入位置和大小。2.3PI調(diào)節(jié)對于對象為慣性環(huán)節(jié)或滯后環(huán)節(jié)的連續(xù)控制系統(tǒng)，理想的控制方法是比例+積分（PI）控制，以保證系統(tǒng)穩(wěn)定后不會出現(xiàn)穩(wěn)態(tài)誤差。由于高頻逆變電源的對象為二階慣性環(huán)節(jié)，因此適于采用增量式PI控制[5]。在由數(shù)字信號處理器控制的逆變電路中，采用軟件得到的高頻方波信號具有精準的占空比和頻率，如圖4所示。圖中Ig和If分別為基準電流和實測電流，e為兩者的差值，即電流偏差，Ig為數(shù)字信號處理器產(chǎn)生的方波電流。PI調(diào)節(jié)的執(zhí)行機構(gòu)和控制對象分別為脈寬調(diào)制模塊和全橋逆變電路。即將電流偏差e輸入PI控制器，由脈寬調(diào)制模塊輸出脈沖信號，以調(diào)節(jié)逆變電路的交替接通，進而控制電流。

3實驗研究

第2篇

1.1電平轉(zhuǎn)換電路因為DSP的GPIO端口所能承受的電平為3.3V，而解碼芯片HCTL_2021和光耦的輸出信號為5V。為了保證DSP的GPIO端口能正常工作，需要接入電平轉(zhuǎn)換芯片SN74LVC4245A，該芯片的功能是將5V電平轉(zhuǎn)化3.3V電平。

1.2解碼電路作為HCTL_2020的改良版，HCTL_2021在穩(wěn)定性和抗干擾方面都有著突出的表現(xiàn)。交流伺服電機的光電編碼器接入解碼芯片HCTL_2021。解碼芯片內(nèi)部具有計數(shù)功能，當HCTL_2021捕捉到光電編碼器輸出正電平時計數(shù)值加1。解碼以后的數(shù)據(jù)經(jīng)8位數(shù)據(jù)線，依次將高8位和低8位輸出至DSP。同時為了節(jié)省引腳，本系統(tǒng)設(shè)計時將4塊HCTL_2021并聯(lián)后接入DSP的GPIO端口。DSP通過軟件設(shè)置分時讀取解碼芯片的數(shù)據(jù)。

2全自動信封包裝機控制系統(tǒng)軟件設(shè)計

2.1PID控制算法簡介按偏差的比例、微分、積分進行控制的控制器叫PID控制器。數(shù)字PID控制器的原理框圖如圖3所示。其中，r(k)為系統(tǒng)給定值，e(k)為誤差，u(k)為控制量，c(k)實際輸出。PID控制器解決了自動控制理論所要解決的最基本問題，即系統(tǒng)的穩(wěn)定性、快速性和準確性。調(diào)節(jié)PID的參數(shù)，可以實現(xiàn)在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下，兼顧系統(tǒng)的帶負載能力和抗干擾能力。Kp為比例系數(shù)；ki=(kp×T)/Ti為積分系數(shù)；kd=(kp×Td)/T為微分系數(shù)；Ti為積分時間常數(shù)，Td為微分時間常數(shù)，T為積分周期。當進行PID調(diào)節(jié)時，系統(tǒng)在運行初期由于偏差過大，會導致調(diào)節(jié)量u(k)過大，從而導致超調(diào)過大給系統(tǒng)帶來很大的沖擊。故需要對（1）式中的e(k)做一定的限幅處理。另外，當系統(tǒng)進入穩(wěn)定狀態(tài)以后，必然會產(chǎn)生一定的穩(wěn)態(tài)誤差，該誤差在一個很小的范圍內(nèi)波動，如果控制器反復對其進行調(diào)節(jié)勢必造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。所以，系統(tǒng)必須設(shè)定一個輸出允許帶e0，即當采集到的偏差|e(k)|<e0時，不改變控制量。PID控制程序流程圖如圖4所示。

2.2PID算法在系統(tǒng)中的實現(xiàn)由于本系統(tǒng)的同步控制由一主多從的模式來實現(xiàn)，所以，2、3、4號伺服電機的轉(zhuǎn)速和位置信號必須跟隨1號伺服電機的轉(zhuǎn)速和位置信號的變化。DSP中事件管理器模塊的定時器產(chǎn)生頻率可控的PWM波來控制伺服電機，PWM波的頻率控制電機的轉(zhuǎn)速，PWM波的個數(shù)控制電機的位置。設(shè)多伺服電機軸編碼器輸出脈沖數(shù)偏差值為e(k)，在k時刻電機的實際反饋轉(zhuǎn)速分別為u1(k)、u2(k)、u3(k)、u4(k)。各伺服電機軸同步速度偏差值。根據(jù)不同的生產(chǎn)工藝要求可以設(shè)定允許偏差值的最大變化范圍max，當e(k)≤eM時，系統(tǒng)不需要進行調(diào)節(jié)控制，當e(k)>eM時，需要進行調(diào)節(jié)控制。本系統(tǒng)以TMS320F2812為控制器實現(xiàn)PID控制。在軟件中設(shè)置定時中斷，在中斷程序中，計算各從伺服電機的轉(zhuǎn)速和位置并與1號伺服電機的轉(zhuǎn)速與位置信號進行比較，求出偏差值e(k)。經(jīng)PID調(diào)節(jié)，對于偏差做出快速反應(yīng)和補償。本系統(tǒng)的軟件處理采用增量式調(diào)節(jié)。（3）式中，u(k)為1號伺服電機控制量增量，其中i=2，3，4；u1(k)、ui(k)、ui(k-1)、ui(k-2)分別是k、k-1、k-2時刻1號伺服電機及i號電機軸的編碼器輸出脈沖采樣值；Kp是比例系數(shù)；Ki是積分系數(shù)；Ki=KpT∑i；Kd是微分系數(shù)，Kd=KpT∑d；T是采樣周期；∑i是積分時間常數(shù)；∑d是微分時間常數(shù)。

3系統(tǒng)設(shè)計中遇到的問題及解決方法

1同步啟動為了保證4臺伺服電機的位置相同，本系統(tǒng)設(shè)計了同步啟動程序。由于伺服電機每次轉(zhuǎn)到其固有零點時會發(fā)出一條高電平信號Z，將該信號接入DSP的捕獲引腳。當DSP捕獲引腳捕捉到高電平跳變時，立即PWM波的輸出，使伺服電機停止在固有零點處。當4臺伺服電機都停止后，延遲一定時間，再同時啟動4臺電機，這樣就實現(xiàn)了同步啟動。2數(shù)據(jù)的分時讀取每臺伺服電機反饋的QEP編碼信號通過HCTL_2021解碼后都會產(chǎn)生8路數(shù)據(jù)輸出信號，4臺伺服電機將會產(chǎn)生高達32路的數(shù)據(jù)輸出信號，如果直接連到DSP的I/O，將會極大地占用DSP的I/O口，不利于DSP的充分利用。此時，DSP分時讀取4塊解碼器HCTL_2021的數(shù)據(jù)輸出信號成為有效的解決辦法。實驗中，伺服電機在運轉(zhuǎn)過程中每轉(zhuǎn)一圈將輸出2500個QEP編碼脈沖，將每一路編碼脈沖經(jīng)過光耦隔離后送入到HCTL_2021的信號輸入端進行解碼。本系統(tǒng)在軟件上采用中斷方式分時讀取GPIO上4塊芯片的解碼結(jié)果。并將1號伺服電機的信息保存到變量date1中。2、3、4號伺服電機的信息分別存放在變量date2、date3、date4中。通過分時讀取，作者解決了DSP引腳不足的問題，最大限度的利用了DSP的引腳資源。特別需要注意的是：由于數(shù)字電路的電平轉(zhuǎn)換需要一定的時間，所以在改變控制信號的電平后需要延遲一定時間，等其真正穩(wěn)定。分時讀取程序的流程圖如圖6所示。

4實驗結(jié)果及結(jié)論

第3篇

1.1時域采樣定理離散時間信號是從連續(xù)時間信號通過等間隔采樣得到的，因此，弄清采樣得到的信號與原始信號的關(guān)系是必要的，其中最重要的就是信號經(jīng)過采樣以后，信號信息會不會丟失？如果不丟失，即從采樣信號無失真恢復出原始信號應(yīng)該具備那些條件？也就是采樣頻率如何來確定的問題。在講述之前，首先讓學生觀察如圖1所示圖形。通過觀察圖1所示圖形的類比，積極引導讓學生找出其中的差異。圖1為某單一頻率信號，由圖1可看出，當在一個周期內(nèi)采集8個采樣點的時候，可以很輕松的恢復出原來模擬信號的樣子；當采樣點數(shù)減少4個的時候，一樣可以看得出原模擬信號的包絡(luò)；繼續(xù)減少采樣點數(shù)為2個時，仍可以觀察得到信號的大致形狀；但當采樣點數(shù)為1個時，就無法確定原模擬信號的形狀了，從而可以得到一個近似的結(jié)果，也就是一個周期內(nèi)至少有兩個采樣點，即fs＞2fc。同學們有了一個直觀的認識后，再根據(jù)推導得出結(jié)論，學生接受起來就變的容易，記憶也更深刻。

1.2頻率分辨率頻率分辨率在信號譜分析中是一個非常重要的概念，它反應(yīng)了將兩個相鄰譜峰分開的能力，是分辨兩個不同頻率分量的最小間隔。頻域采樣間隔F=fs/N=1/NT=1/Tp，而文獻中指出F=fs/N稱為計算分辨率，即該分辨率是靠計算得到的，但它不反映真實的頻率分辨率能力。F=1/Tp稱為物理分辨率，補零僅僅提高了物理分辨率，而要得到高分辨率譜，則要通過增加數(shù)據(jù)記錄。這讓學生很難理解，教師也不好描述，以Matlab程序輔助圖形講解，如圖2所示的兩個模擬信號，通過圖2可觀察到的信號截取的有效長度對頻率確定的影響。（a）只能觀察到正弦信號很短的時間，不能測量其頻率。（b）觀察到周期的一半，可以估計出其頻率，但有很大的不確定性。（c）觀察到兩個周期，不確定性被大大降低。

2例題圖示引導法

雙線性變換法與脈沖響應(yīng)不變法相比其主要優(yōu)點是避免了頻率響應(yīng)的混疊現(xiàn)象，但它的優(yōu)點以頻率的嚴重非線性為代價的。對于分段常數(shù)型的濾波器，雙線性變換后，仍得到幅頻特性為分段常數(shù)的濾波器，但是各個分段的邊緣的臨界頻率發(fā)生了畸變，需要進行預畸變。

3類比法

拉普拉斯變化可以理解為是一種廣義的傅立葉變換，它把頻域擴展為復頻域，擴大了信號的變換范圍，并為分析系統(tǒng)響應(yīng)提供了統(tǒng)一的規(guī)范方法。即H（s）為H（j贅）的推廣。具體方法是：信號（ft）之所以不能滿足絕對可積的條件，是當t寅∞或t寅-∞時，（ft）不為零，若用一個實指數(shù)函數(shù)e-滓t去乘（ft），只要滓的數(shù)值選擇適當，就可以使收斂條件成立，e-滓t稱為收斂因子。此時傅立葉變換公式變?yōu)椤Ｅc所學過的知識，類比講述，學生很容易掌握并且不容易忘記。這樣的例子還很多，包括時域采樣定理與頻域采樣，F(xiàn)IR濾波器的窗函數(shù)法和頻率采樣法等知識點的類比法。

4結(jié)論