電路原理論文范文

前言：我們精心挑選了數(shù)篇優(yōu)質(zhì)電路原理論文文章，供您閱讀參考。期待這些文章能為您帶來啟發(fā)，助您在寫作的道路上更上一層樓。

第1篇

關鍵詞：射頻；收發(fā)器；電子標簽；RI-R6C-001A

1概述

電子標簽是時下最為先進的非接觸感應技術(shù)。RI－R6C－001A芯片是美國德州儀器（TI）和荷蘭飛利浦公司（Philips）開發(fā)出的一種廉價的非接觸感應芯片。這種芯片的無源最大讀寫距離可達1．2米以上。它與條形碼相比，無須直線對準掃描，而且讀寫速度快，可多目標識別和運動識別，每秒最多可同時識別50個，頻率為13．56MHz±7kHz（國際通用）的目標。它采用國際統(tǒng)一且不重復的8字節(jié)（64bit）唯一識別內(nèi)碼（Uniqueidentifier，簡稱UID），其中第1～48bit共6字節(jié)為生產(chǎn)廠商的產(chǎn)品編碼，第49～56bit1個字節(jié)為廠商代碼（ISO／IEC7816－6／AM1），最高字節(jié)固定為“EO”。其使用壽命大于10年或讀寫10萬次，無機械磨損、機械故障，可在惡劣環(huán)境下使用，工作溫度為－25～＋70℃可反復讀寫且扇區(qū)可以獨立一次鎖定，并能根據(jù)用戶需要鎖定重要信息；現(xiàn)有的產(chǎn)品一般采用4字節(jié)扇區(qū)，內(nèi)存從512bit～2048bit不等。

RI－R6C－001A芯片采用柔性封裝，它的超薄和多種大小不一的外型，使它可封裝在紙張和塑膠制品（PVC、PET）中，既可應用于不同安防場合，也可再層壓制卡。國際標準化組織已把這種非接觸感應芯片寫入國際標準ISO15693中。其主要原因是因為該芯片具有封裝任意、內(nèi)存量大、可讀可寫、防沖撞等獨特的功能。

2引腳排列與功能

圖1所示為（RI－RRC－001A芯片和引腳排列）。

3內(nèi)部結(jié)構(gòu)

收發(fā)器需要5V外加電源，在實際操作中最小電壓為3V，最大電壓為5．5V，典型電壓為5V。電損耗取決于天線阻抗和輸出網(wǎng)絡的配置。由于電源紋波和噪聲會嚴重影響整個系統(tǒng)的性能，因此，德州儀器推薦使用標準電源。

射頻收發(fā)器內(nèi)部的輸出晶體管是一個低阻場效應管，電耗直接在TX＿OUT腳消耗，推薦用5V電源供電，最好驅(qū)動50Ω天線。在輸出端連接一個簡單的諧振電路或者匹配網(wǎng)絡可以降低諧波抑制，用選通方波驅(qū)動輸出晶體管能達到100％的調(diào)制度。調(diào)整連接輸出晶體管的電阻（典型電路中的R2）能獲得10％的調(diào)制度，增大這個電阻，調(diào)制度也隨之增加。通過發(fā)射編碼器變換的數(shù)據(jù)可按照事先選擇好的射頻協(xié)議進行傳輸，通信速率應為5～120kB，而且至少要有一個速率滿足已選擇感應器協(xié)議的要求。

接收器通過外部電阻連接到天線后可將來自電子標簽的調(diào)制信號通過二極管包絡檢波進行解調(diào)，接收解碼器輸出到控制器的數(shù)據(jù)是二進制數(shù)據(jù)格式，通信速率和射頻協(xié)議由已選擇的模式確定。在輸出數(shù)據(jù)時，接收的數(shù)據(jù)串中已檢測并標志了啟動、停止、錯誤位。

該系統(tǒng)的正常時鐘頻率為13．56MHz，但是振蕩器的工作頻率范圍為4MHz～16MHz。

在電源被重新啟動后，設備為默認配置。RI－R6C－001A系統(tǒng)有三個有效電源模式。主要模式是滿載模式，而空載模式僅出現(xiàn)在與電路有關的標準振蕩器和最小系統(tǒng)工作中的標準振蕩器停振時，掉電模式則完全關斷設備內(nèi)部的偏置系統(tǒng)。當SCLOCK保持高電平時，可在DIN端的輸出脈沖上升沿喚醒電路。

RI－R6C－001A芯片的串行通信接口通常使用三根線，其中的SCLOCK為串行雙向時鐘；DIN為數(shù)據(jù)輸入，DOUT為數(shù)據(jù)輸出。參見圖2所示的RI－R6C－001A內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。

4典型電路應用

圖3所示是RI－R6C－001A的典型應用電路，該電路可驅(qū)動50Ω的天線，當電源電壓為5V時，輸出射頻的功率為200mW，而當電源電壓為3V時，輸出射頻功率為80mW。

圖3

由于電路中的發(fā)射器一直工作，因此，應增大集成電路散熱片的尺寸以增加散熱面積。設計電路時，應避免過大的分布電容，當電路板分布電容過高時，可配合晶振調(diào)整電容C5的值，以減少時鐘的不穩(wěn)定性。推薦C5值為22pF。通過軟件處理可使收發(fā)器的調(diào)制度在100％～10％范圍內(nèi)調(diào)整。ISO15693協(xié)議規(guī)定標簽允許執(zhí)行10％～30％之間的調(diào)制度（除100％之外），通過改變電阻R2的值可以達到這個要求。

第2篇

關鍵詞：電鍍流水線行車避撞終端超聲波測距

引言

現(xiàn)代電鍍企業(yè)大量采用自動化掛鍍流水線，在這些流水線中大多采用2噸左右的小型行車在各鍍槽中轉(zhuǎn)移掛具架。行車的行走、停止、吊具升降、停留等動作完全由PLC控制，可實現(xiàn)較高精度。行車運行質(zhì)量直接關系到產(chǎn)量和產(chǎn)品質(zhì)量參數(shù)的實現(xiàn)。在實際生產(chǎn)中，行車運行并不是特別理想。在生產(chǎn)線調(diào)試階段，由于調(diào)試者技術(shù)水平和觀測能力等主客觀限制，行車與實際生產(chǎn)所需要的走位點之間往往存在微小的誤差。通過長時間生產(chǎn)，這些原始誤差會逐步積累放大，最終導致行車走位與實際需要之間出現(xiàn)比較明顯的偏差，從而引起行車間的碰撞，造成掛具架倒掛等事故。一旦發(fā)生倒掛，整條生產(chǎn)線就必須停止，同時還需要人工處理掉落在渡槽中的鍍件，每次處理時間至少在20分鐘以上，對正常生產(chǎn)影響極大。為解決碰撞問題，有必要為行車設計和安裝一種特殊的避撞終端。

一、避撞原理

行車一般都安裝于特定軌道上并直線運行，要實現(xiàn)避撞，只要能及時檢測兩部行車之間的距離，在小于安全距離時暫停運行即可。在測距時，通常可使用四種方法：即無線電測距、激光測距、紅外線測距和超聲波測距。在電鍍流水線上，渡槽通常需要蒸汽加熱，很多原料比如出光劑（硝酸）、除脂劑(LH-303)等會出現(xiàn)揮發(fā)，在渡槽上空形成大量的白色霧氣，所以紅外線測距和激光測距均不適合。同時在電鍍車間中存在大量的電力設備，無線電也會受到很大干擾，因而選擇超聲波測距作為實現(xiàn)手段。

超聲波測距是一種非接觸式測量方式，主要原理是：發(fā)射器定期發(fā)射超聲波，遇到障礙物產(chǎn)生反射，由接收器接收回波信號，采用單片機進行監(jiān)控，記錄發(fā)射與接收的時間差Δt，然后可用以下公式得到準確的液位高度：L1=L-Δt*C/2

其中L是預先輸入的罐體高度，C是超聲波傳播速度。不過超聲波在空氣中的傳播速度受溫度影響較大，與溫度的關系大致可用下式來表示：

C=331.45+0.61φ（米/秒）φ為當?shù)貧鉁亍?/p>

二、電路設計

避撞終端的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，主要由控制電路（ATmega8）、溫度補償電路、超聲波發(fā)射驅(qū)動電路、發(fā)射換能器（T）、超聲波接收檢測電路和接收換能器(R)、輸出接口和電源組成。超聲波的發(fā)射頻率決定采用諧振頻率為40KHz超聲波換能器TCT40-10F1(發(fā)射)和TCT40-10S1（接收），該器件工作距離約10m，盲區(qū)約30cm。

超聲波發(fā)射驅(qū)動電路（如圖2所示）采用以74HC04為核心的推挽式驅(qū)動電路，單片機PC3口輸出40KHz的方波一路通過一級反向后加入換能器的一端，另一路通過兩級反向后加入換能器的另一端，這樣可以提高超聲波的發(fā)射功率，繼而增加最大測量距離。

超聲波接收檢測電路采用LM324兩級反相比例放大電路和LM393比較電路組成。放大電路用于接收并放大信號，兩級增益分別控制在40dB和20dB，LM393用于信號整形，整形后的信號將輸入PC2口。

溫度補償電路采用美國Dallas公司的DS18B20芯片，其精度可以達到0.5℃。數(shù)據(jù)通過PC2口送入單片機。

三、軟件設計

本次設計采用模塊化方式，主要包括主程序、發(fā)射子程序、計算子程序、定時子程序、溫度測量子程序、比較子程序等7個單元模塊。

四、結(jié)束語

避撞終端可安裝于行車行走裝置導軌上方前端，測量范圍約為0.3-10m，誤差范圍約±1cm，實際使用時控制的安全間距大致在50cm左右。在程序處理時需要引入數(shù)字濾波技術(shù)，根據(jù)多次測量計算出平均值，以提高測量精度。

在實際安裝使用過程中，由于電鍍生產(chǎn)環(huán)境較為惡劣，需要特別注意在終端外殼應用工程塑料等抗腐蝕材料，以增強對腐蝕性氣體的抵抗能力。

參考文獻：

[1]馬潮.AVR單片機嵌入式系統(tǒng)原理與應用實踐[M].北京:北京航空航天大學出版社.2007.

第3篇

關鍵詞：移動通信平臺雙路電源控制器自動脈寬跳變強制PWM模式

引言

專用移動通信平臺（EspecialMobilePlatform），簡稱EMP，是專門為特殊用戶設計的，EMP可以使這些用戶充分利用現(xiàn)有的蜂窩移動通信網(wǎng)的網(wǎng)絡資源來傳輸他們的業(yè)務，從而節(jié)省了重新建網(wǎng)的費用和時間。EMP要求體積小，重量輕，功耗小，供電靈活，適應車載，具備“動中通信”條件，能適應部隊、武警、公安、交通等部門和行業(yè)的使用需求。在EMP中常同時需要5V，3.3V，15V，以及可調(diào)的多路小功率直流電源以滿足數(shù)據(jù)，語音，傳真，短消息，全球定位等業(yè)務的需要。我們采用MAX1715設計了EMP的供電電路很好地滿足了用戶的需求。

1MAX1715的工作模式

MAX1715中的MAXIM專有技術(shù)——快速PWM脈寬控制，是為寬輸入輸出電壓比，負載快速變化時保持工作頻率和電感工作點不變而設計的。快速PWM脈寬控制克服了電流模式控制中，固定頻率控制帶來的負載瞬態(tài)響應差的問題，并且克服了傳統(tǒng)的常開通時間和常關閉時間的大范圍變頻PWM控制帶來的問題。MAX1715還提供100ns常開通時間，從而在負載響應時保持相對穩(wěn)定的開關頻率。

如圖1所示，快速PWM脈寬控制是一個偽固定頻率，具有電壓前饋控制的常開通時間電流模式控制。它依靠輸出濾波電容的ESR做電流檢測電阻，輸出紋波電壓提供PWM坡度信號。控制算法比較簡單：上面開關的開通時間只是由一個單穩(wěn)態(tài)電路來決定，該單穩(wěn)態(tài)電路的工作期和輸入電壓成反比，而和輸出電壓成正比。另外一個單穩(wěn)態(tài)電路設定最小的關斷時間（典型值是400ns）。如果誤差比較器輸出低，開通時間單穩(wěn)態(tài)電路被觸發(fā)。

MAX1715的PWM控制器具有自動的脈寬跳變模式和強制PWM模式兩種工作模式。

1.1自動的脈寬跳變模式

對于跳變模式（脈寬跳變控制端SKIP置低，見圖2），輕載時MAX1715自動由PWM控制跳變到PFM控制，這種跳變由一個比較器來決定，在電感電流過零時，該比較器截斷了下端開關的開通時間。這種控制方式使脈寬跳變到PFM運行和脈寬不跳變的PWM運行的轉(zhuǎn)折點對應于連續(xù)和不連續(xù)的電感電流轉(zhuǎn)折點。這個轉(zhuǎn)折點和蓄電池電壓的關系不大，對于7V到24V的蓄電池電壓，這個轉(zhuǎn)折點基本保持不變。如果使用軟飽和電感，PWM到PFM的轉(zhuǎn)折點電流更小。

因為輕載時脈寬跳變，開關波形可能出現(xiàn)噪聲和不同步，但是效率高。要在PFM噪聲和效率間達到平衡就要改變電感值。通常，低電感值（假定線圈電阻保持恒定）在負載曲線中可以得到更寬的高效范圍；高電感值在重載時效率高（假設線圈電阻恒定）并且輸出紋波小。高電感值還意味著體積更大，和降低負載瞬態(tài)響應（尤其是在低輸入電壓時）。

圖1MAX1715的快速寬控制邏輯圖

直流輸出的準確性由跟蹤誤差的水平來決定，電感電流連續(xù)時要比不連續(xù)時對紋波的調(diào)整性要高50％。電感電流不連續(xù)時如果有斜坡補償，則直流電壓的調(diào)整率還可以提高1.5％。

1.2強制PWM模式

在低噪聲的強制PWM模式時，控制下端開關開通時間的過零比較器不工作。這使下端開關的波形和上端開關的波形互補。因為，PWM環(huán)要保持占空比為VOUT/VIN，所以，輕載時電感電流反向。強制PWM模式的好處是保持頻率為常數(shù)，壞處是空載時電池電流有10mA到40mA，這由外部MOSFET決定。

強制PWM模式對提高負載瞬態(tài)響應，減小音頻噪聲很有好處，還能提高動態(tài)輸出電壓調(diào)整時所需的吸收電流能力，提高多路輸出時的調(diào)整能力。

2MAX1715的參數(shù)計算

我們設計的移動通信平臺電路參數(shù)如下：

輸入電壓VIN=8～14.5V；

輸出電壓VOUT1=3.3V，VOUT2=5V；

蓄電池5×1.2V=6V，容量為2.8A·h；

紋波系數(shù)LIR=0.35；

負載電流3A；

開關頻率第一路345kHz，第二路255kHz；

MOS管IRF7313，導通電阻RDS=0.032Ω，最大導通電阻RDS(MAX)=0.046Ω，VDSS=30V，CRSS=130pF。

在確定開關頻率和電感工作點（紋波比率）前，先確定輸入電壓范圍和最大負載電流。尖峰負載電流會對元器件的瞬態(tài)應力和濾波要求產(chǎn)生影響，并因此決定了輸出電容選擇，電感飽和率和限流電路的設計。連續(xù)負載電流決定了溫度應力，并因此決定了輸入電容及MOSFET的選擇和其他要考慮熱效應的器件的選擇。一般設計連續(xù)負載電流是尖峰負載電流的80％。

電感工作點也是效率和體積的折中，最小的最優(yōu)電感使電路工作在導通關鍵點的邊際（每個周期在最大負載電流時，電感電流剛好過零）。MAX1715的脈寬跳變算法在每個關鍵導通點啟動跳變模式。所以，電感的運行點也決定了PFM/PWM模式轉(zhuǎn)換的負載電流。最優(yōu)的點是20％到50％電感電流間，所以，我們?nèi)IR為0.35。

2.1電感選擇

開關頻率和電感運行點〔紋波(％)即紋波系數(shù)LIR〕決定了電感值，電感的直流電阻要小，以減小電感的損耗。最好選擇鐵心電感，并且磁芯要足夠大，以保證在尖峰電感電流時不會飽和。低電感值使電感電流上升較快，在負載突變時補充輸出濾波電容上的電荷，瞬態(tài)響應快。

第一種輸出的電感為L1（對應圖2中的L8），第二路輸出的電感為L2（對應圖2中的L9），當VIN取10V時其計算值如下：

L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VIS×f×LIR×ILOAD(MAX)

=[3.3(10-3.3)]/[10×345×103×0.35(3/0.8)]

=4.88μH

取標稱值6.8μH；

L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VIN×f×LIR×ILOAD(MAX)]=

=7.47μH

取標稱值6.8μH。

IPEAK=ILOAD(MAX)＋(LIR/2)×ILOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)×（3/0.8）

=4.41A

2.2確定限流

限流的下限電流值等于最小限流門限（范圍由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通態(tài)電阻,這個最大通態(tài)電阻是考慮了每℃增加0.5％的值。

限流的方法有兩種：一種是將腳3ILIM接腳

21VCC（見圖2），對應的限流門限是默認值100mV；

另一種是由限流電路內(nèi)部5μA電流源和ILIM外接

電阻調(diào)限流門限（電阻范圍由100kΩ到400kΩ），

內(nèi)部實際的限流門限是ILIM端電壓的1/10。則

限流電阻RLIMIT為

RLIMIT=ILOAD(MAX)×RDS(MAX)×10/(5×10－6)

=(3/0.8)×0.046×107/5=345kΩ

取標稱值280kΩ。

圖2MAX1715的實驗電路

2.3輸出電容選擇

輸出電容（對應圖2中C35及C41）的選擇主要看ESR和耐壓值而不僅僅看電容值。輸出電容必須有足夠小的ESR，以滿足輸出紋波和負載動態(tài)響應的需要；同時又必須有足夠大的ESR以滿足穩(wěn)定性的需要。電容值也要足夠大以滿足滿載到空載轉(zhuǎn)換時吸收電感儲能的需要，否則，過電壓保護會觸發(fā)。

在有CPU的應用場合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來防止負載瞬態(tài)響應時輸出電壓太低。如VDIP是瞬態(tài)輸出電壓，則ESRVDIP/ILOAD(MAX)。

在沒有CPU的應用場合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來保持輸出電壓紋波的水平。如Vpp是電壓紋波，則

ESR≤Vp-p/(LIR×ILOAD(MAX))

輸出電容引起的不穩(wěn)定工作體現(xiàn)在兩個方面：雙跳動和反饋電路不穩(wěn)定。雙跳動是由于輸出噪聲或ESR電阻太小使輸出電壓信號沒有足夠的坡度。這“欺騙”了誤差放大器在400ns的最小死區(qū)后產(chǎn)生一個新的周期。電路不穩(wěn)定是指在電源或負載擾動時產(chǎn)生振蕩，這將觸發(fā)輸出過壓保護或使輸出電壓降到設定值以下。穩(wěn)定性由相對開關頻率的ESR零點決定，電容的零點頻率必須低于開關頻率f決定的穩(wěn)定點fESR。

fESR=f/π，fESR=1/（2×π×ESR×C)

我們選擇了ESR零點頻率低的鉭電容，其電容值為330μF。

2.4輸入電容選擇

輸入電容（對應圖2中C39，C40）主要是要滿足抑制開關產(chǎn)生的紋波電流（IRMS）的需要。

采用陶瓷電容，鋁電容比較合適，因為，它們的電阻能抑制開通時的浪涌電流。我們選用了10μF的鋁電解電容和10nF的陶瓷電容。

2.5MOSFET選擇

注意最大輸入電壓時的導通損耗和開關損耗之和不超過封裝熱限制。選擇下端的MOSFET也應盡量具有小的導通電阻，雖然，下端MOSFET在最大輸入電壓時電阻上的功率損耗最大，但是，在Buck電路中下端的MOSFET是零電壓開關，所以，下端的MOSFET導通損耗不是問題，還可以在下端開關管上并一個肖特基二極管，以防止下端開關管的體二極管在死區(qū)時間導通。

最壞導通損耗在占空比極限時產(chǎn)生。上端MOSFET在最小輸入電壓時的導通損耗最大，在最大輸入電壓時開關損耗最大，即

導通損耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOAD×RDS

=5/8×32×0.046=0.2588W

開關損耗PS=VRSS×VIN(MAX)×f×ILOAD=

=(130×10-12×14.5×345×103×3)/1

=0.0283W

3實驗結(jié)果

MAX1715由于沒有電流檢測電阻，并且有快速PWM控制和自動的脈寬跳變模式，所以，其效率相對其他應用電路更高，我們設計的電路實驗效率達到了97％。電路圖如圖2所示。