電源設計論文范文

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第1篇

關鍵詞：三端離線PWM開關；正激變換器；高頻變壓器設計

引言

TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。

TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉換（電感電流不連續）和不完全能量轉換（電感電流連續）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數是截然不同的，動態分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉換方式下都能穩定工作。但是，要求同一個電路能實現從一種工作方式轉變為另一種工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。

1TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題

TOPSwitch的交流輸入電壓范圍為85～265V，最大電壓應力≤700V，這個耐壓值對于輸入最大直流電壓Vmax=265×1.4=371V是足夠的,但應用在一般的單端正激變換器中卻存在問題。

圖1是典型的單端正激變換器電路，設計時通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激變換器工作過程,TOPSwitch關斷期間，變壓器初級的勵磁能量通過NS，D1，E續流（泄放）。此時，TOPSwitch承受的最大電壓為

VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）

大于TOPSwitch所能承受的最大電壓應力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激變換器中使用。

2TOPSwitch在單端正激變換器中的應用

由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型單端正激變換器中應用的關鍵問題，是其在關斷期間所承受的電壓應力超過了允許值，如果能降低關斷期間的電壓應力，使它小于700V，則TOPSwitch仍可在單端正激變換器中應用。

2.1電路結構及工作原理

本文提出的TOPSwitch的單端正激變換器拓撲結構如圖1所示。它與典型的單端正激變換器電路結構完全相同,只是變壓器的去磁繞組的匝數為初級繞組匝數的2倍,即NS=2NP。

TOPSwitch關斷時的等效電路如圖2所示。

若NS與NP是緊耦合，則，即

VNP=1/2VNS=1/2E（2）

VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371

=556.5V<700V（3）

2.2最大工作占空比分析

按NP繞組每個開關周期正負V·s平衡原理，有

VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）

式中：VNPon為TOPSwitch開通時變壓器初級電壓，VNPon=E；

VNPoff為TOPSwitch關斷時變壓器初級電壓，VNPoff=（1/2）E。

解式（4）得

Dmax=1/3（5）

為保險，取Dmax≤30％

2.3去磁繞組電流分析

改變了去磁繞組與初級繞組的匝比后，變壓器初級繞組仍應該滿足A·s平衡，初級繞組最大勵磁電流為

im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）

式中：Lm為初級繞組勵磁電感。

當im(t)=Ism時，B=Bmax，H=Hmax，則去磁電流最大值為

Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)

式中：lc為磁路長度；

Ipm為初級電流的峰值。

根據圖2（b）去磁電流的波形可以得到去磁電流的平均值和去磁電流的有效值Is分別為

下面討論當NP=NS，Dmax=0.5與NP=NS，Dmax=0.3時的去磁電流的平均值和有效值。設上述兩種情況下的Hmax或Bmax相等，即兩種情況下勵磁繞組的安匝數相等，則有

Im1NP1=Im2NP2（10）

式中：NP1為Dmax=0.5時的勵磁繞組匝數；

NP2為Dmax=0.3時的勵磁繞組匝數；

設Lm1及Lm2分別為Dmax=0.5和Dmax=0.3時的初級繞組勵磁電感，則有

Im1=E/Lm1×0.5T為Dmax=0.5時的初級勵磁電流；

Im2=E/Lm2×0.3T為Dmax=0.3時的初級勵磁電流。

由式（10）及Lm1，Lm2分別與NP12，NP22成正比，可得兩種情況下的勵磁繞組匝數之比為

(NP1)/(NP2)=0.5/0.3

及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)

當NS1=NP1時和NS2=2NP2時去磁電流最大值分別為

Ism1=Im1=Im（13）

Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）

將式（10）～（14）有關參數代入式（8）～（9）可得到，當Dmax=0.5時和Dmax=0.3時的去磁電流平均值及與有效值Is1及Is2分別為

Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）

Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）

從計算結果可知，采用NS=2NP設計的去磁繞組的電流平均值或有效值要大于NS=NP設計的去磁繞組的電流值。因此，在選擇去磁繞組的線徑時要注意。

3高頻變壓器設計

由于電路元件少,該電源設計的關鍵是高頻變壓器,下面給出其設計方法。

3.1磁芯的選擇

按照輸出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高頻變壓器考慮6％的余量，則輸出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根據輸出功率選擇磁芯，實際選取能輸出25W功率的磁芯，根據有關設計手冊選用EI25，查表可得該磁芯的有效截面積Ae=0.42cm2。

3.2工作磁感應強度ΔB的選擇

ΔB=0.5BS，BS為磁芯的飽和磁感應強度，由于鐵氧體的BS為0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。

3.3初級繞組匝數NP的選取

選開關頻率f=100kHz（T=10μs），按交流輸入電壓為最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3計算則

取NP=53匝。

3.4去磁繞組匝數NS的選取

取NS=2NP=106匝。

3.5次級匝數NT的選取

輸出電壓要考慮整流二極管及繞組的壓降，設輸出電流為2A時的線路壓降為7％，則空載輸出電壓VO0≈16V。

取NT=24匝。

3.6偏置繞組匝數NB的選取

取偏置電壓為9V，根據變壓器次級伏匝數相等的原則，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。

3.7TOPSwitch電流額定值ICN的選取

平均輸入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax時的輸入功率應為平均輸入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，則IC=0.85A，為了可靠并考慮調整電感量時電流不可避免的失控，實際選擇的TOPSwitch電流額定值至少是兩倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我們選擇ILIMIT=2A的TOP225Y。

4實驗指標及主要波形

輸入AC220V，頻率50Hz，輸出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作頻率100kHz，圖3及圖4是實驗中的主要波形。

圖3中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是輸入直流電壓E波形，由圖可知VDS=1.5E；圖4中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是去磁繞組電流is波形，實驗結果與理論分析是完全吻合的。

第2篇

但我的朋友又披露了另一個統計數字：他設計的典型電路板上有約30個獨立的電源網絡。每個電源網絡都有不同的標稱電源電壓、精度以及調整率；在有些情況下，這些標稱電壓只相差十分之幾伏。再則，每個電源網需要有自己的穩壓器以及一系列去耦電容器，以便控制從近乎直流直至幾百千赫帶寬內的旁路阻抗。設計師必須分析并實現每個電源網絡的供電與返回路徑，以及大量的PCB板走線。在最終設計中，直流電源子系統的走線與電容器要占去電路板面積的一大部分。設計師必須精心建立所有這些因素的模型，以確保電流路徑得當，以及IR壓降很小。在達到這些電流電平時，這可不是件簡單的工作。

然而，高質量電源子系統與其配電系統之間卻存在一個難題。盡管供電在任何系統中都是一種不可或缺的功能，但它卻無法獲得用戶的直接贊賞或認同。用戶需要的是額外的特性、功能和性能；供電被看作設計中固有的部分。增加特性有利于營銷宣傳，并獲得更多的利潤，而電源網絡的元件成本和占板面積卻沒有這些好處。事實上，有些人會把電源子系統占用的電路板面積看作沒有意義的負擔，就像財務部門或郵件收發室一樣。

我希望，你作為系統設計師或電路設計師能對物料清單上的元器件的選擇產生重大影響。我的這位朋友指出，為最大限度地減小電源網絡的負擔，你可以做幾件基本工作。首先，要幫助電源子系統設計師開發設計一組基本的穩壓器（可以使用線性穩壓或開關穩壓技術），這樣，你就可以在電路板上重用這些設計。為了使這項工作有價值，你還應該根據每一個標稱電壓來平衡電流負載，使之處于同一范圍內，因為你找不到一種經濟實惠設計能支持10mA和1A兩種負載。

第3篇

關鍵詞：單片開關電源快速設計

TOPSwithⅡ

TheWayofQuickDesignforSinglechipSwitchingPowerSupplyAbctract:Threeendssinglechipswitchingpowersupplyisnewtypeswitchingpowersupplycorewhichhasbeenpopularsince1990.Thispaperintroducesquickdesignforsinglechipswitchingpowersupply.

Keywords:Singlechipswitchingpowersupply,Quickdesign,TopswithⅡ

在設計開關電源時，首先面臨的問題是如何選擇合適的單片開關電源芯片，既能滿足要求，又不因選型不當而造成資源的浪費。然而，這并非易事。原因之一是單片開關電源現已形成四大系列、近70種型號，即使采用同一種封裝的不同型號，其輸出功率也各不相同；原因之二是選擇芯片時，不僅要知道設計的輸出功率PO，還必須預先確定開關電源的效率η和芯片的功率損耗PD，而后兩個特征參數只有在設計安裝好開關電源時才能測出來，在設計之前它們是未知的。

下面重點介紹利用TOPSwitch－II系列單片開關電源的功率損耗（PD）與電源效率（η）、輸出功率（PO）關系曲線，快速選擇芯片的方法，可圓滿解決上述難題。在設計前，只要根據預期的輸出功率和電源效率值，即可從曲線上查出最合適的單片開關電源型號及功率損耗值，這不僅簡化了設計，還為選擇散熱器提

η/％(Uimin=85V)

中圖法分類號：TN86文獻標識碼：A文章編碼：02192713(2000)0948805

PO/W

圖1寬范圍輸入且輸出為5V時PD與η，PO的關系曲線

圖2寬范圍輸入且輸出為12V時PD與η，PO的關系曲線

圖3固定輸入且輸出為5V時PD與η，PO的關系曲線

供了依據。

1TOPSwitch－II的PD與η、PO關系曲線

TOPSwitch－II系列的交流輸入電壓分寬范圍輸入（亦稱通用輸入），固定輸入（也叫單一電壓輸入）兩種情況。二者的交流輸入電壓分別為Ui=85V～265V，230V±15％。

1．1寬范圍輸入時PD與η，PO的關系曲線

TOP221～TOP227系列單片開關電源在寬范圍輸入（85V～265V）的條件下，當UO=＋5V或者＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖1、圖2所示。這里假定交流輸入電壓最小值Uimin=85V，最高

η/％(Uimin=85V)

η/％(Uimin=195V)

交流輸入電壓Uimax=265V。圖中的橫坐標代表輸出功率PO，縱坐標表示電源效率η。所畫出的7條實線分別對應于TOP221～TOP227的電源效率，而15條虛線均為芯片功耗的等值線（下同）。

1．2固定輸入時PD與η、PO的關系曲線

TOP221～TOP227系列在固定交流輸入（230V±15％）條件下，當UO=＋5V或＋12V時，PD與η、PO的關系曲線分別如圖3、圖4所示。這兩個曲線族對于208V、220V、240V也同樣適用。現假定Uimin=195V,Uimax=265V。

2正確選擇TOPSwitch－II芯片的方法

利用上述關系曲線迅速確定TOPSwitch－II芯片型號的設計程序如下：

（1）首先確定哪一幅曲線圖適用。例如，當Ui=85V～265V，UO=＋5V時，應選擇圖1。而當Ui=220V(即230V－230V×4.3％)，UO=＋12V時，就只能選圖4；

（2）然后在橫坐標上找出欲設計的輸出功率點位置（PO）；

（3）從輸出功率點垂直向上移動，直到選中合適芯片所指的那條實曲線。如不適用，可繼續向上查找另一條實線；

（4）再從等值線（虛線）上讀出芯片的功耗PD。進而還可求出芯片的結溫（Tj）以確定散熱片的大小；

（5）最后轉入電路設計階段，包括高頻變壓器設計，元器件參數的選擇等。

下面將通過3個典型設計實例加以說明。

例1：設計輸出為5V、300W的通用開關電源

通用開關電源就意味著交流輸入電壓范圍是85V～265V。又因UO=＋5V，故必須查圖1所示的曲線。首先從橫坐標上找到PO=30W的輸出功率點，然后垂直上移與TOP224的實線相交于一點，由縱坐標上查出該點的η=71.2％，最后從經過這點的那條等值線上查得PD=2.5W。這表明，選擇TOP224就能輸出30W功率，并且預期的電源效率為71.2％,芯片功耗為2.5W。

若覺得η=71.2％的效率指標偏低，還可繼續往上查找TOP225的實線。同理，選擇TOP225也能輸出30W功率，而預期的電源效率將提高到75％，芯片功耗降至1.7W。

根據所得到的PD值，進而可完成散熱片設計。這是因為在設計前對所用芯片功耗做出的估計是完全可信的。

例2：設計交流固定輸入230V±15％，輸出為直流12V、30W開關電源。

圖4固定輸入且輸出為12V時PD與η，PO的關系曲線

η/％(Uimin=195V)

圖5寬范圍輸入時K與Uimin′的關系

圖6固定輸入時K與Uimin′的關系

根據已知條件，從圖4中可以查出，TOP223是最佳選擇，此時PO=30W，η=85.2％，PD=0.8W。

例3：計算TOPswitch－II的結溫

這里講的結溫是指管芯溫度Tj。假定已知從結到器件表面的熱阻為RθA(它包括TOPSwitch－II管芯到外殼的熱阻Rθ1和外殼到散熱片的熱阻Rθ2)、環境溫度為TA。再從相關曲線圖中查出PD值，即可用下式求出芯片的結溫：

Tj=PD·RθA＋TA(1)

舉例說明，TOP225的設計功耗為1.7W，RθA=20℃/W，TA=40℃，代入式（1）中得到Tj=74℃。設計時必須保證，在最高環境溫度TAM下，芯片結溫Tj低于100℃，才能使開關電源長期正常工作。

3根據輸出功率比來修正等效輸出功率等參數

3．1修正方法

如上所述，PD與η，PO的關系曲線均對交流輸入電壓最小值作了限制。圖1和圖2規定的Uimin=85V，而圖3與圖4規定Uimin=195V（即230V－230V×15％）。若交流輸入電壓最小值不符合上述規定，就會直接影響芯片的正確選擇。此時須將實際的交流輸入電壓最小值Uimin′所對應的輸入功率PO′，折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，才能使用上述4圖。折算系數亦稱輸出功率比（PO′/PO）用K表示。TOPSwitch－II在寬范圍輸入、固定輸入兩種情況下，K與U′min的特性曲線分別如圖5、圖6中的實線所示。需要說明幾點：

（1）圖5和圖6的額定交流輸入電壓最小值Uimin依次為85V，195V，圖中的橫坐標僅標出Ui在低端的電壓范圍。

（2）當Uimin′>Uimin時K>1，即PO′>PO，這表明原來選中的芯片此時已具有更大的可用功率，必要時可選輸出功率略低的芯片。當Uimin′（3）設初級電壓為UOR，其典型值為135V。但在Uimin′<85V時，受TOPSwitch－II調節占空比能力的限制，UOR會按線性規律降低UOR′。此時折算系數K="UOR′"/UOR<1。圖5和圖6中的虛線表示UOR′/UOR與Uimin′的特性曲線，利用它可以修正初級感應電壓值。

現將對輸出功率進行修正的工作程序歸納如下：

（1）首先從圖5、圖6中選擇適用的特性曲線，然后根據已知的Uimin′值查出折算系數K。

（2）將PO′折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，有公式

PO=PO′/K（2）

（3）最后從圖1～圖4中選取適用的關系曲線，并根據PO值查出合適的芯片型號以及η、PD參數值。

下面通過一個典型的實例來說明修正方法。

例4：設計12V，35W的通用開關電源

已知Uimin=85V，假定Uimin′=90％×115V=103.5V。從圖5中查出K=1.15。將PO′=35W、K=1.15一并代入式（2）中，計算出PO=30.4W。再根據PO值，從圖2上查出最佳選擇應是TOP224型芯片，此時η=81.6％，PD=2W。

若選TOP223，則η降至73.5％,PD增加到5W，顯然不合適。倘若選TOP225型，就會造成資源浪費，因為它比TOP224的價格要高一些，且適合輸出40W～60W的更大功率。

3．2相關參數的修正及選擇

（1）修正初級電感量

在使用TOPSwitch－II系列設計開關電源時，高頻變壓器以及相關元件參數的典型情況見表1，這些數值可做為初選值。當Uimin′LP′=KLP（3）

查表1可知，使用TOP224時，LP=1475μH。當K=1.15時，LP′=1.15×1475=1696μH。

表2光耦合器參數隨Uimin′的變化

最低交流輸入電壓Uimin(V)85195

LED的工作電流IF（mA）3.55.0

光敏三極管的發射極電流IE（mA）3.55.0

（2）對其他參數的影響